Colegiul Tehnic de Construcţii şi Protecţia Mediului Arad

Lucrare de atestat

Clasa XII-D

Specializare: Electrotehnică

Filiera: Tehnologică

Tema de păroiect: Scheme electronice de comandă

Coordonator: Chirilaş Corina

Elev: Venţ Arthur Sebastian

- 2005 -

Scheme electronice de comandă

Cuprins

Cap I: Noţiuni HTML de bază...............................................................................................5

1.2. HTML şi programe de navigare.....................................................................................5

1.3. Împărţirea în paragrafe şi linii........................................................................................5

1.4. Împărţirea documentului în secţiuni...............................................................................6

Cap II: Dispozitive semiconductoare.....................................................................................7

2.1. Procese fizice in semiconductoare.................................................................................7

2.2. Joncţiunea p-n................................................................................................................8

2.2.1. Comportarea joncţiunii la echilibru termic................................................................8

2.2.2. Comportarea joncţiunii p-n la aplicarea unei tensiuni exterioare…………………..

2.2.3. Caracteristica tensiune-curent a joncţiunii pn………………………………………

2.2.4. Joncţiunea p-n în regim dinamic................................................................................

2.3. Diode semiconductoare..................................................................................................

2.3.1. Dioda redresoare........................................................................................................

2.3.2. Diode cu contact punctiform......................................................................................

2.3.3. Dioda cu barieră Schottky…………………………………………………………..

2.3.4. Dioda parametrică („varicap”)……………………………………………………...

2.3.5. Dioda tunel.................................................................................................................

2.3.6. Dioda stabilizatoare (Zener).......................................................................................

2.4. Tranzitorul bipolar..........................................................................................................

2.4.1. Principiul de funcţionare............................................................................................

2.4.2. Moduri de conectare. Caracteristici...........................................................................

2.4.3. Limitări în funcţionarea tranzitoarelor.......................................................................

2.4.4. Funcţionarea tranzistorului la joasă frecvenţă.

Parametrii de semnal mic ai tranzistorului………………………………………….

2.5 Tranzistorul unijoncţiune................................................................................................

2.6. Tranzistoare cu efect de câmp (TEC)…………………………………………………

2.6.1 Tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiuni (TECJ, JFET)…………………………..

Cap III: Tranzisotare bipolare

Argument

Prezentul proiect se intitulează „Scheme electronice de comandă” şi este structurat pe capitole cu subcapitolele aferente.

Capitolul I – „Noţiuni HTML de bază” prezintă învăţarea bazelor redactării HTML, prin folosirea unor comenzi standard pentru crearea unei pagini web, precum şi modalitatea de intorducere a unor imagini în format .jpeg şi .gif.

Capitolul II –

Capitolul I - Noţiuni HTML de bază

Redus la esenţă, Limbajul de Marcare HiperText (HyperText Markup Language-HTML) este un set de coduri speciale care se inserează într-un text, pentru a adăuga informaţii despre formatare şi despre legături. HTML se bazează pe Limbajul Generalizat Standard de Marcare (Standard Generalized Markup Language-SGML). Prin convenţie, toate informaţiile HTML încep cu o paranteză unghiulară deschisă (<) şi se termină cu o paranteză unghiulară închisă (>) – de exemplu, <HTML>. Acest control – sau marcaj HTML, cum mai este numit – comunică unui interpretor HTML (program de navigare) că documentul este scris şi formatat în limbajul HTML standard. Exemple de interpretoare HTML ar putea fi programul Internet Explorer al companiei Microsoft, program de explorare web inclus atât în pachetul Microsoft Plus! pentru Windows 95, inclus în Windows 98, 2000, Millenium şi XP SP1 şi SP2, cât şi în pachetul Internet Connection Kit al firmei Apple.

HTML, la fel ca oricare alt limbaj de mrcare, prezintă unele probleme. Să presupunem, de exemplu, că doriţi să includeţi cuvântul <HTML> - inclusiv parantezele unghiulare - într-un document. Trebuie să dispuneţi de o modalitate de a împiedica interpretarea acestui cuvânt drept control HTML.

1.2. HTML şi programe de navigare

Ce se întâmplă dacă un program care interpretează html, cum ar fi Internet Explorer, citeşte un fişier care nu conţine nici un control HTML? Ceea ce trebuie făcut este să adăugaţi câteva controale HTML – numite informaţii pe care programele de explorare Web le poate utilizapentru a pagina şi formata informaţia conţinută în document. Informaţiile de formatare implicite din fişierul respectiv sunt valabile (din punct de vedere vizual) pentru un cititor uman, dar programele de navigare Web le vor ignora deoarece nu fac parte din limbajul HTML. Cu alte cuvinte, dacă noi vedem un caracter cu alineat ca primul caracter dintr-o propoziţie, aceasta fiind indicaţia că propoziţia este începutul unui nou paragraf, dar acest lucru nu este realizat astfel în limbajul HTML.

Fără controalele HTML, fişierul nu este deloc ceea ce a fost intenţionat, fiind destul de confuză pentru cititor. De aceea, recomandarea specialiştilor este să testaţi întotdeauna documentele HTML, prin vizualizarea lor într-unul sau mai multe programe de exploatare Web, pentru a vă asigura că totul arată corect. De asemenea, dacă vă loviţi de situţia în care programul de exploatare afişează toate controalele de formatare, în loc să le interpreteze, înseamnă că aţi denumit probabil fişierul cu extensia „.txt” sau „.doc”, în loc de „.html”. Programele Web sunt destul de mărginite – daţi-le un fişier text şi îl vor afişa exact aşa cum este. Pentru a rezolva problema, pur şi simplu redenumiţi fişierul.

1.3. Împărţirea în paragrafe şi linii

Cele mai importante marcaje pe care le folosiţi probabilş cel mai des – specifică faptul că doriţi trecerea la paragraf nou sau la linie nouă. Există diverse variante ale acestor controale, dar puteţi crea documente lizibile şi utile folosind doar cele două marcaje <P> şi <BR>.

Pentru a specifica trecerea la un paragraf nou, utilizaţi controlul <P>, (controlul este mnemonic, P de la paragraf).

Deşi documentul arată relativ bine, în cazul în care este necesară semnătura, cum ar fi scrisori mai mult sau mai puţin oficiale sau note standard de afaceri, aceasta trebuie să fie indentată la dreapta cu câţiva centimetri. Aceasta rămâne o problemă, în programul de navigare fiind menţinută marginea stângă a documentului.

Pentru remedia problema, puteţi utiliza marcajul de informaţie preformatată: <PRE>. Marcajul <PRE> este de tip pereche, deci acţionează fără probleme asupra oricărui număr de linii este nevoie, şi trebuie încheiat cu </PRE>. După adăugarea controlului <PRE>, aţi ajuns la formatarea dorită, dar acum a apărut altă problemă: textul din blocul preformatat (materialul dintre <PRE> şi </PRE>) apare scris cu un corp de literă diferit, de tip monospaţiu (courier).

Corpul de literă se referă la un anumit stil al caracterelor, având diverse dimensiuni. Spre deosebire de aceasta, un font este un corp de literă cu o anumită dimensiune şi stil. Times New Roman este un corp de literă, iar Times New Roman 12 bold italic este un font. Într-un corp de literă monospaţiu, fiecare literă are exact aceeaşi lăţime. Cinci caractere „i” mic (iiiii) au aceeaşi lăţime ca şi, spre exemplu cinci caractere „m” mic (mmmmm).

Motivul pentru care Explorer a modificat corpul de literă este faptul că programul de navigare a presupus că textul preformatat este un listing de cod sau altă informaţie tehnică. Aceasta este contextul cel mai uzual al marcajelor <PRE>. În concluzie, a funcţionat oarecum, dar nu este chiar ceea ce aţi dorit.

1.4. Împărţirea documentului în secţiuni

Dacă aruncaţi o privire atentă supra unui document HTML complet specificat, veţi observa că este împărţit în două secţiuni: ceea ce poate fi numit secţiunea staţionară şi corpul propriu-zis al mesajului.

Cele mai utilizate elemente de informaţie de la începutul unei note („catre…”, „de la…”, „data…”, „subiect…”), iar în continuare există de obicei o riglă (o linie) urmată de spaţiu gol, în care scrieţi conţinutul propriu-zis al mesajului.

În mod similar, fişierele HTML sunt de obicei împărţite în două secţiuni: antetul (sau headerul) care conţine informaţia introductivă de formatare a paginii, şi corpul. Pentru a delimita fiecare secţiune, se utilizează marcajele pereche <HEAD> </HEAD> şi <BODY> </BODY>.

Un lucru de reţinut este că programele de explorare Web ignoră caracterele Enter, taburile şi spaţiile multiple, atunci când documentul este reformatat pentru afişare, economisind mult spaţiu şi puând afişa o mai mare porţiune din document.

La sfârşit, pentru a adăuga informaţii despre adresă şi autor, se foloseşte marcajul <ADDRESS>. Aceasta se încheie cu marcajul de închidere </ADDRESS>.

1.5. Inserarea de imagini

Cele două formate permise de limbajul HTML sunt:

- GIF: Graphics Interchange Format introdus de Compuserve

- JPEG: formatul introdus de Joint Photographic Expert Group

Se pot insera şi grafice în alt format – de exemplu TIFF, BMP, PCX sau PICT – un utilizator ar putea fi în măsură să afişeze aceste imagini, dar numai în cadrul unei aplicaţii separate, care ar putea fi lansată automat sau nu de către programul de explorare.

Diferenţa dintre formatul GIF şi JPEG, este că imaginile GIF pot utiliza doar 256 de culori, pe când JPEG permite milioane de culori distincte într-o imagine. Trebuie făcută o menţiune specială despre aşa-numitele GIF-uri animate. Acestea se bazează pe o procedură foarte simplă: o secvenţă de imagini grafice cu treceri line de la una la alta poate fi rulată în aşa fel încât să apară ca o imagine animată.

Includerea imaginilor într-un document Web este imediată, utilizând marcajul de formatare <IMG> (imagine).

Capitolul II - Dispozitive semiconductoare

2.1. Procese fizice in semiconductoare

Funcţionarea dispozitivelor semiconductoare se bazează pe conductibilitatea prin electroni sau goluri a materialelor semiconductoare. Semiconductoarele constitui din punct de vedere al conductivităţii o categorie intermediară între metale şi izolatoare. Conductivitatea lor variază puternic cu temperatura: la temperaturi foarte coborâte ele sunt izolatoare, iar la temperaturi foarte înalte pot deveni conductoare destul de bune. Semiconductoarele cele mai des folosite în dispozitive semiconductoare sunt cristalele elementelor tetravalente, Ge şi Si. Legătura dintre atomii constitutivi ai cristalului fiind covalentă. Această legătură are un caracter direcţional. Deoarece fiecare atom are 4 electroni de valenţă, el va fi legat cu 4 atomi vecini uniform distribuiţi în spaţiu.

Proprietăţile electrice ale unui corp solid sunt determinate de structura benzilor de energie corespunzătoare ultimei orbite a atomilor(fig 3.1).

Benzile apar prin modificarea energiei electronilor din acelaşi strat faţă de nivelul iniţial al atomului izolat. Modificarea cea mai pronunţată a energiilor se produce la electronii de pe ultima orbită. Nivelele energetice ale electronilor de pe orbitele inferioare e modifică practic puţin din cauza legăturii mai puternice a electronilor faţă de nucleu.

3.1.1. Semiconductoare intriseci şi extrinseci

Într-un semiconductor, purtătorii de sarcină mobili sunt electronii şi golurile. Dacă un electron de valenţă posedă energie suficientă , el poate trece din BV în BC, lăsând în urma sa nivel energetic neocupat (o legătură covalentă liberă) sau un „gol”. Ia naştere astfel în semiconductor o pereche electron-gol. Golul poate fi considerat ca un purtător de sarcină mobil în BV, care contribuie la existenţa curentului electric . Conducţia prin goluri sub acţiunea unui câmp electric are loc prin ocuparea golului dintr-o legătură covalentă vecină unde se formează tot un gol. În acest fel, „golul” se deplasează în câmp producând un curent electric.

Semiconductoarele pot fi intrinseci şi extrinseci. Primele sunt pure din punct de vedere chimic. În acestea, la temperatura obişnuită se formează perechi electron-gol pe cale termică. În semiconductorul pur, numărul electronilor este egal cu acela al golurilor şi conductibilitatea este atât electronică cât şi prin goluri. Această conductibilitate este de valoare redusă. Semiconductorii extrinseci au impurităţi special introduse, pentru mărirea conductibilităţii.

Dacă într-un semiconductor tetravalent (Ge) se introduce o impuritate pentavalentă (As, Sb, P) cel de-al cincelea electron de pe ultima orbită a atomului de impuritate nu participă la formarea legăturilor covalente. Nivelul energetic al acestui electron (W_D) din BV a impurităţii este plasat în dreptul benzii interzise al semiconductorului, mai aproape de BC.

La temperatura obişnuită, acest electron de valenţă al atomului impurităţii devine electron de conducţie al semiconductorului. În urma eliberării acestui electron, nu se formează un gol, ci un ion pozitiv de impuritate fix în reţeaua cristalină a semiconductorului. Aceste impurităţi se numesc „donoare”. La semiconductoarele cu impurităţi donoare, conducţia se face prin electroni şi de aceea se numesc semiconductoare de tip „n”.

Dacă într-un semiconductor tetravalent se introduc impurităţi trivalente (In, Al) atunci o legătură covalentă dintr-un atom de impuritate şi un atom de semiconductor este incompletă. Un nivel energetic W_A neocupat din BV a atomului de impuritate este plasat în dreptul BI a semiconductorului în apropierea BV(fig 3.3).

La temperatura obişnuită, un electron de valenţă al semiconductorului, dintr-o legătură vecină, completează legătura covalentă nesatisfăcută a atomului de impuritate şi în urma lui rămâne un gol. Atomul de impuritate devine un ion negativ fix în reţea, iar electronul rămân prins în legătura sa covalentă. Aceste impurităţi se numesc „acceptoare”, air semiconductoarele cu impurităţi acceptoare se numesc semiconductoare de tip „p”, deoarece conducţia are loc prin goluri.

2.2. Joncţiunea p-n

2.2.1. Comportarea joncţiunii la echilibru termic

Joncţiunea p-n reprezintă un cristal semiconductor format din două regiuni de tip p şi n. După modul de variaţie a concentraţiei la limita comună a celor două regiuni, joncţiunea poate fi „abruptă” sau „gradată”. Se va studia joncţiunea abruptă, având concentraţiile de impurităţi Na şi Nd (impurităţi acceptoare sau donoare).

Datorită concentraţiei neuniforme a purtătorilor în cele două regiuni, apare fenomenul de difuziune: golurile din regiunea p vor difuza în regiunea n, iar electronii din regiunea n vor difuza în regiunea p. Purtătorii de tip opus din apropierea suprafeţei de separaţie a celor două regiuni se recombină între ei. În acest fel, rămâne o sarcină spaţială negativă fixă în regiunea p, formată din ioni negativi de impuritate acceptoare şi o sarcină spaţială pozitivă fixă în regiunea n, formată din ionii pozitivi de impuritate donoare. Regiunea de sarcină a joncţiunii se mai numeşte „regiune de trecere”. Sarcinile formate sunt egale şi de semn contrar. Din această cauză, regiunea de trecere pătrunde mai adânc în semiconductorul cu dotare mai slabă de impurităţi. Dacă dotarea celor două regiuni este puternică, regiunea de trecere este îngustă.

Între limitele regiunii de trecere apare, datorită sarcinilor spaţiale, o diferenţă de potenţial(fig3.4.g) care reprezintă o „barieră de potenţial” pentru purtătorii ce difuzează dintr-o regiune în alta. Astfel, se produce un câmp electric E, dirijat dinspre regiunea n spre regiunea p, care se opune pătrunderii purtătorilor majoritari în regiunea de trecere. Câmpul provoacă însă deplasarea purtătorilor minoritari (ce pătrund în regiunea de trecere) dintr-o regiune în alta a semiconductorului („curenţi de câmp”). Numai purtătorii majoritari cu energie suficient de mare pot învinge acţiunea de frânare a câmpului electric şi traversează regiunea de trecere („curenţi de difuziune”). În regiunea opusă ei, devin purtători minoritari.

În figura 3.5 se prezintă curenţii prinjoncţiunea pn (fără tensiune aplicată din exterior) şi bariera de potenţial. Curenţii purtătorilor majoritari sunt notaţi cu indicele “M, iar cei ai purtătorilor minoritari cu indicele m.

Curentul prin joncţiune, în lipsa unei tensiuni exterioare este egal cu 0.

2.2.2. Comportarea joncţiunii p-n la aplicarea unei tensiuni exterioare

Polarizarea în „sens direct” (borna pozitivă a sursei la regiunea p). Deoarece, la echilibru termic, în joncţiunea pn s-a format o regiune de trecere de mare rezistivitate (din cauză că este lipsită practic de purtătorii mobili), prin aplicarea unei tensiuni de polarizare în sens direct, întreaga tensiune se regăseşte distribuită de-a lungul regiunii de trecere micşorând bariera de potenţial(fig 3.6). Acest lucru determină stricarea echilibrului dintre curenţii de difuzie şi cei de câmp, şi anume: cei de difuzie vor creşte iar cei de câmp rămân practic la valoarea lor de echilibru. Prin urmare, prin joncţiune circulă un curent de la p la n.

Polarizarea inversă a joncţiunii pn (borna pozitivă la regiunea n şi borna negativă la regiunea p).

Tensiunea din exterior se regăseşte distribuită de-a lungul regiunii de trecere mărind bariera de potenţial(fig 3.7). În acest caz, curenţii de difuziune scad (puţini purtători au energia suficientă pentru traversarea regiunii de trecere) şi devin neglijabili, în timp ce curenţii minoritari rămân practic la valoarea de echilibru. Curentul ce trece prin joncţiune are deci o valoare redusă, fiind format din curentul de purtătorii minoritari, dirijat de la regiunea n la regiunea p.

În concluzie, joncţiunea pn permite trecerea curentului doar într-o singură direcţie.

2.2.3 Caracteristica tensiune-curent a joncţiunii pn

Relaţia dintre curentul i_A prin joncţiune şi tensiunea u_A aplicată joncţiunii se poate exprima prin ecuaţia joncţiunii ideale:

(2)

în care: U_T = reprezintă tensiunea termică (U_T = 26 mV la T = 300^oK)

K = constanta lui Boltzman

T = temperatura joncţiunii în grade K

q = sarcina electronului

I₀ = curentul de saturaţie sau curentul rezidual al joncţiunii şi reprezintă valoarea constantă către care tinde i_A la tensiuni u_A negative.

Caracteristica tensiune-curent a unei joncţiuni pn reale diferă de caracteristica trasată conform relaţiei 2, atât în sens direct cât şi în sens invers. În fig 3.8 s-a reprezentat cu linie continuă caracteristica reală şi cu linie întreruptă caracteristica joncţiunii pn ideale.

Se poate constata că cele două caracteristici corespund acceptabil doar în sens direct. În sens invers curentul prin joncţiunea reală nu este constant şi ceea ce este mai important este faptul că la depăşirea unei valori a tensiunii inverse, U_str, se produce străpungerea ei. Creşterea curentului invers la mărirea tensiunii inverse se datorează generării de purtători de sarcină în zona de trecere iar străpungerea inversă a joncţiunii se produce datorită efectului multiplicării în avalanşă a purtătorilor de sarcină şi efectului Zener.

Efectul Zener este rezultatul acţiunii directe a unui câmp electric puternic (10⁵ V/cm) asupra reţelei cristaline din zona de trecere. Electronii de valenţă sunt smulşi din legăturile covalente şi iau naştere perechi electron-gol.

Efectul de multiplicare în avalanşă constă în:

- prin accelerarea purtătorilor din regiunea de trecere, şi câştigă energie cinetică suficientă pentru ca ciocnind un electron de valenţă să-l poată elibera din legătura covalentă, realizând o pereche electron-gol

- purtătorii formaţi sunt de asemenea acceleraţi şi pot produce alte perechi electron-gol. Ca urmare, are loc o creştere însemnată a curentului prin joncţiune.

Caracteristicile joncţiunilor sunt puternic influenţate de temperatură. Această influenţă se explic prin modificarea concentraţiei purtătorilor minoritari cu temperatura, fapt care face ca I₀ să se modifice. Curentul rezidual I₀ se dublează la fiecare variaţie cu 10^oC a temperaturii pentru joncţiunile pn cu Ge, iar pentru cele cu Si la fiecare variaţie cu 6,5 ^oC. Cu toate că variaţia relativă a curentului prin joncţiunile cu Si este mai importantă, caracteristicile acestora sunt mai puţin afectate de temperatură decât cele ale diodelor cu Ge, datorită valorii iniţiale mai mici a curentului invers.

2.2.4. Joncţiunea pn în regim dinamic

Dacă peste tensiunea continuă aplicată unei joncţiuni pn se suprapune o tensiune alternativă de frecvenţă înaltă şi amplitudine redusă (semnal mic), atunci joncţiunea prezintă pentru semnal o impedanţă formată dintr-o rezistenţă în paralel cu o capacitate. Rezistenţa opusă de joncţiune se numeşte „rezistenţă internă” şi se determină cu relaţia:

Ea reprezintă inversul pantei caracteristicii curent-tensiune în punctul static de funcţionare şi depinde de poziţia acestui punct deoarece caracteristica este neliniară.

Capacitatea diodei este compusă din capacitatea de difuzie C_d şi capacitatea barierei C_b.

Capacitatea de difuzie corespunde acumulărilor de sarcină din regiunile neutre, creată de difuzia purtătorilor minoritari. Valoarea capacităţii de difuzie depinde de punctul de funcţionare al joncţiunii, crescând cu mărirea curentului direct. Când joncţiunea este polarizată invers C_d are o valoare mică.

Capacitatea barieră corespunde sarcinii acumulate în zona de trecere şi depinde de tensiunea aplicată conform relaţiei:

unde C_b0 este capacitatea barieră pentru u_A = 0, iar U₀ înălţimea barierei de potenţial la echilibru termic.

2.3. Diode semiconductoare

2.3.1 Dioda redresoare

Dioda redresoare este o joncţiune de tip pn. Se foloseşte pentru transformarea tensiunii de joasă frecvenţă în tensiuni continue.În fig 3.9 se prezintă comparativ caracteristicile curent-tensiune ale unei diode redresoare de germaniu şi ale unei diode redresoare de siliciu. La dioda cu Si, curentul invers are o valoare mult mai mică, iar căderea de tensiune directă la un anumit curent este mult mai mare decât la dioda cu germaniu.

Diodele cu Si rezistă la tensiuni inverse mai ridicate decât diodele cu Ge.

La aceeaşi dimensiune cu diodele cu Ge, diodele cu Si admit o putere disipată mai mare, datorită temperaturii mai mari pe care o suportă joncţiunea.

Tensiunea de deschidere a diodelor cu Si este de aproximativ 0.5 V, iar la cele cu Ge în jur de 0.2 V.

Rezistenţa în sens direct a diodelor cu Ge este de ordinul zecilor de W, iar a celor cu Si de ordinul sutelor de W.

Rezistenţa în sens invers a diodelor cu Ge este de ordinul sutelor de kW, iar a celor cu Si de ordinul MW.

Curentul rezidual I₀ este la diodele cu Si de mică putere d ordinul sutelor de nA, iar la cele de putere de ordinul mA, pe când la cele cu Ge de mică putere este de ordinul zecilor de mA, iar la cele d putere în ordinul mA.

Principalii parametrii ai diodelor redresoare sunt:

- curentul mediu redresat admis pentru diferite moduri de răcire I₀

- curentul direct de vârf repetitiv admis I_max

- curentul direct de şoc nonrepetitiv admis (pentru un interval de timp scurt, de obicei 10 ms) I_ds

- tensiunea inversă maximă admisibilă U_im

- puterea de disipaţie maxim admisibilă pe joncţiune în sens direct.

2.3.2. Diode cu contact punctiform

Utilizarea diodelor cu joncţiune la frecvenţe de lucru înalte nu este posibilă datorită valorii relativ mari a capacităţii parazite. Micşorarea capacităţii diodelor, şi în special a capacităţii barieră, se poate realiza prin micşorarea substanţială a joncţiunii pn. Astfel se realizează diode cu o micro-joncţiune a cărei suprafaţă nu depăşeşte 10^-4 mm². În fig 3.10 se arată o variantă constructivă a acestui gen. La montare cristalul 6 de tip n se pune ăn contact cu vârful firului de wolfram 3. Aplicând un impuls de curent se modifică tipul de conductibilitate în jurul vârfului de wolfram, realizându-se o microjoncţiune p-n. În acest mod se realizează diode cu o capacitate de barieră mai mică de 1 pF.

Caracteristica tensiune-curent a acestei diode nu diferă ca formă de caracteristica unei DR, însă valoarea maximă admisibilă a curentului la polarizare directă este mult mai mică datorită suprafeţei mici a joncţiunii.

Dioda cu contact punctiform se utilizează foarte mult în circuite de detecţie şi în circuite de comutaţie rapidă.

Principalii parametrii sunt:

- căderea de tensiune directă la un curent dat

- curentul direct continuu maxim

- curentul mediu redresat admis I₀

- curentul direct de vârf repetitiv I_m

- curentul direct de pe şoc pentru un timp scurt (10 ms) I_dB

- tensiunea inversă maximă U_im

- capacitatea joncţiunii şi frecvenţa maximă de lucru

- timpul de comutaţie inversă al diodei (pentru diodele de comutaţie)

2.3.3. Dioda cu barieră Schottky

Funcţionarea acesteia se bazează pe fenomenele ce apar la contactul dintre un metal şi un semiconductor. Dioda cu barieră Schottky se utilizează în tehnica microundelor în locul diodelor cu contact punctiform obişnuit, având un nivel de zgomot mai redus decât acestea, frecvenţe mai mari de lucru (sute de GHz)

2.3.4 Dioda parametrică („varicap”)

Este o diodă cu joncţiune pn cu siliciu ce se polarizează invers în scopul modificării capacităţii barierei în funcţie de tensiunea inversă. Această diodă se utilizează în acordul automat al circuitelor, modulatoare de frecvenţă, convertoare tensiune-frecvenţă.

Principalii parametrii sunt:

- domeniul tensiunilor de lucru

- factorul de calitate Q, dat de relaţia , unde C_b este capacitatea barieră, R_i rezistenţa internă a joncţiunii polarizată invers. Frecvenţa pentru care Q = 1 este denumită frecvenţă limită de funcţionare. Acestea sunt de ordinul GHz

- variaţia capacităţii cu tensiunea inversă

- variaţia capacităţii cu temperatura: varicapul are un coeficient de modificare a capacităţii cu temperatura foarte mic (la 100^oC variaţia capacităţii nu depăşeşte 1%).

2.3.5. Dioda tunel

Aceasta constă dintr-o joncţiune pn realizată din Ge sau Si foarte puternic dotată cu impurităţi. Datorită dotării puternice, bariera de potenţial şi zona de trecere sunt foarte înguste şi se produce un câmp electric deosebit de intens (10⁶ V/cm) (dirijat de la regiunea n la regiunea p). Ca urmare, există posibilitatea trecerii purtătorilor de sarcină prin bariera de potenţial prin efect tunel.

Caracteristica este prezentată în fig 3.11. Se remarcă faptul că între punctele P şi V rezistenţa dinamică a diodei este negativă (curentul scade cu creşterea tensiunii). Această porţiune a caracteristicii face posibilă utilizarea diodeiîn circuite de comutaţie, oscilatoare, amplificatoare, modulatoare şi detectoare, memorii rapide pentru calculatoare, circuite logiceetc. În circuitele de comutare, logice şi de impuls ele asigură un timp de comutare de ordinul picosecundelor.

Capacitatea diodelor tunel de a funcţiona la frecvenţe foarte mari se explică prin viteza mare cu care se deplasează electronii prin joncţiune.

Principalii parametrii sunt:

- curentul de vârf I_P

- tensiunea de vârf U_P

- curentul de vale I_V

- tensiunea de vale U_V

- tensiunea de vârf avansat U_FP

- capacitatea joncţiunii C

- rezistenţa internă negativă R_i

2.3.6. Dioda stabilizatoare (Zener)

Aceasta funcţionează în zona de străpungere nedistructivă a diodelor semiconductoare cu Si. Prin urmare, în funcţionare normală ea este polarizată invers.

Funcţionarea diodei Zener este cuprinsă între I_Zmin şi I_Zmax. Depăşirea lui I_Zmax poate avea ca urmare trecerea punctului de funcţionare în zona străpungerii ireversibile, ceea ce echivalează cu distrugerea diodei.

Funcţionarea la un curent mai mic decât I_Zmin face ca tensiunea la bornele diodei să nu mai rămână constantă. Dioda Zener se utilizează foarte mult în circuite electronice pentru stabilirea unei tensiuni continue pe o sarcină şi la realizarea unui cuplaj în curent continuu cu o rezistenţă dinamică redusă între două puncte ale unui curcuit între care există o diferenţă mare de potenţial.

Principalii parametrii ai diodei Zener sunt:

- tensiunea de stabilizare U_Z la un anumit curent invers I_Z

- curentul invers minim şi maxim I_Zmin, I_Zmax

- rezistenţa dinamică în regiunea de stabilizare . Ideal ar fi ca r_Z = 0. În realitate, are valori de ohmi sau zeci de ohmi, fiind minimă pentru diode cu

- coeficientul de variaţie cu temperatura al tensiunii stabilizate

La modificarea temperaturii, se modifică tensiunea de străpungere (U_st), astfel că se schimbă şi tensiunea de stabilizare (U_Z). Acesta este un dezavantaj al diodelor Zener.

La diodele cu dotare mai puternică cu impurităţi (U_Z<6V) unde predomină efectul Zener, numărul de perechi electron-gol creşte cu temperatura, străpungerea are loc la o tensiune mai mică, deci K_Z este negativ. La diodele cu dotare slabă cu impurităţi unde predomină efectul de multiplicare în avalanşă (U_Z=6¸200 V). Din cauza creşterii temperaturii creşte numărul de ciocniri, fiind necesar un câmp electric mai puternic pentru a produce străpungerea. Prin urmare, K_Z > 0. Coeficientul K_Z are valori cuprinse între 0,01 ¸ 0,1 [%/^oC], fiind minim pentru diode cu U_Z=5¸6 V.

O compensare termică se poate face conectând în serie cu dioda stabilizatoare cu K_Z > 0 o diodă de siliciu în sens direct care are un coeficient de temperatură negativ.

2.4. Tranzistorul bipolar

2.4.1. Principiul de funcţionare

Tranzistorul bipolar constă din două joncţiuni pn realizate în acelaşi cristal. Există tranzistoare de tipul pnp şi npn. Această notaţie indică sugestiv faptul că un tranzistor este format din 3 regiuni semiconductoare, cea mijlocie fiind întotdeauna de tip contrar celor marginale. Regiunea mijlocie contribuie simultan la formarea câte unei joncţiuni cu fiecare din regiunile marginale: emitor-bază şi bază-colector(fig 3.13). Cele 3 regiuni se formează joncţiunea se numesc emitor, bază, colector.

În funcţionarea normală, joncţiunea EB este polarizată direct, iar joncţiunea BC este polarizată invers.

Dacă se alimentează doar joncţiunea bază colector (u_EB=0) se constată că prin circuitul de colector trece numai curentul rezidual I_CB0 (curent invers al joncţiunii bază-colector)

În cazul în care se polarizează direct joncţiunea EB, ca urmare a scăderii barierei de potenţial din dreptul acestei joncţiuni, din emitor se vor injecta în bază goluri. Golurile se deplasează în bază datorită difuziei şi ajungând în dreptul joncţiunii colector-bază sunt accelerate de câmpul existent aici şi trec instantaneu în circuitul colectorului formând împreună cu componenta I_CB0 curentul de colector. O mică parte a golurilor injectate se recombină în bază şi contribuie împreună cu I_CB0 la formarea curentului de bază i_B.

Din cele prezentate rezultă că pentru producerea efectului de tranzistor este necesar ca grosimea bazei (W) să fie mult mai mică decât lungimea de difuzie a golurilor (L_P). În caz contrar, toate golurile se vor recombina înainte de a ajunge în apropierea joncţiunii bază-colector şi efectul de tranzistor nu se mai produce.

Raportul dintre componenta curentului de colector produsă de curentul de goluri provenit din emitor şi curentul de emitor i_E se notează cu a şi reprezintă factorul static de amplificare în curent emitor-colector.

Se mai defineşte factorul static de amplificare în curent bază-colector, b, ca raportul dintre componenta curentului colector produsă de curentul de emitor şi al componentei curentului de bază produsă de curentul de emitor.

Factorul a este întotdeauna subunitar, cuprins între 0.95 – 0.995, iar b=20 – 200 pentru tranzistoarele cu Ge şi peste 200 pentru tranzistoarele cu Si.

2.4.2. Moduri de conectare. Caracteristici.

În schemele practice, tranzistorul poate fi privit ca un cuadripol activ, la care circuitul de intrare şi circuitul de ieşire au o bornă comună. După cum această bornă este baza, emitorul sau colectorul există 3 moduri de conectare a tranzistostoarelor şi anume: cu baza comună(BC), emitor comun (EC), cu colector comun (CC)(fig 3.14).

În schemele de amplificare cu tranzistoare este important să se cunoască rezistenţa de intrare, rezistenţa de ieşire, precum şi amplificarea de tensiune şi curent în cele 3 conexiuni.

Caracteristicile statice reprezintă dependenţa între curenţii şi tensiunile din tranzistor. Acestea se utilizează pentru calculul circuitelor de polarizare care să asigure tranzistorului un punct de funcţionare dat într-un anumit mod de conexiune.

În conexiunea bază comună (fig 3.15) caracteristicile principale sunt:

i_c= f(u_CB) la i_E=ct; caracteristica de ieşire

i_E= f(u_EB) la u_CB=ct; caracteristica de intrare

Se disting următoarele regiuni de funcţionare:

- regiunea activă: u_CB<0; i_E>0; u_EB>0; care corespunde funcţionării uzuale a tranzistorului cu joncţiunea EB polarizată direct şi cu joncţiunea BC polarizată invers;

- regiunea de blocare: u_CB<0; u_EB0; i_E<0; care corespunde funcţionării tranzistorului cu ambele joncţiuni polarizate invers

- regiunea de saturaţie: u_CB<0; i_E<0 care corespunde funcţionării tranzistorului cu ambele joncţiuni polarizate direct.

În conexiunea emitor comun (fig 3.16) caracteristicile principale sunt:

caracteristica de ieşire i_c=f(u_CE) la i_B=ct

caracteristica de intrare i_B= f(u_BE) la u_CE= ct

Din relaţiile scrise anterior a rezultat curentul de colector:

Pentru i_B=0 rezultă:

Deoarece (1-α) este un număr subunitar, rezultă că: I_CE0I_CB0.

Apariţia curentului rezidual I_CE0 se explică astfel: datorită tensiunii u_CE(negativă), care se distribuie pe tranzistor, punctele din bază au un potenţial negativ faţă de amitor şi apare o polarizare directă (în interiorul tranzistorului) a joncţiunii emitoare. Aceasta se deschide şi lasă să treacă un curent i_E = i_C = I_CE0.

În caracteristica de intrare se observă că la valori mici ale tensiunii u_BE curentul de bază îşi schimbă semnul, deoarece:

i_B = (1-α)i_E – I_CB0, iar (1-α)i_E devine mai mic decât I_CB0.

În practică se utilizează uneori şi caracteristici de transfer, cu:

i_c= f(U_BE) ; u_CE=ct

i_c= f(i_B) ; u_CE=ct

În fig 3.17 se prezintă dependenţa factorilor statici de amplificare în curent în funcţie de curentul de colector.

2.4.3. Limitări în funcţionarea tranzistoarelor

Funcţionarea corespunzătoare a tranzistorului se asigură dacă nu se depăşesc următoarelemărimi: puterea disipată maximă (P_dmax), tensiunea inversă maximă (U_CEmax), curentul maxim admisibil (I_cmax), frecvenţa limită de funcţionare (f_α).

Puterea disipată maximă are două componente, şi anume: puterile disipate în cele două joncţiuni ale tranzistorului. Puterea disipată pe joncţiunea emitoare este neglijabilă în regiunea activă faţă de cea pe joncţiunea colectoare. Puterea disipată pe joncţiunea colectoare duce la creşterea temperaturii acesteia şi prin aceasta se poate degrada structura semiconductorului (b se micşorează, „îmbătrânirea” tranzistorului). Temperatura maximă admisă a joncţiunii, t_jmax, este de 70 – 80^oC pentru germaniu şi 140 – 190^oC pentru siliciu.

Pentru studierea comportării termice a tranzistorului se utilizează un model termic. La acesta s-a echivalat fluxul de căldură (dat de P_d) printr-un curent electric, temperaturile prin potenţiale electrice, rezistenţele termice cu rezistenţe electrice(fig 3.18).

Astfel, R_jc reprezintă rezistenţa termică între joncţiune şi capsulă, R_ca rezistenţa termică între capsulă şi mediu ambiant, t_j, t_c,t_a reprezintă temperatura joncţiunii, respectiv a capsulei şi a mediului ambiant.

Curentul limită maxim I_cmax se stabileşte pe baza unuia din criteriile:

- distrugerea instantanee a joncţiunii la stingerea unor densităţi locale extrem de mari în dreptul neregularităţilor suprafeţei joncţiunii

- puterea medie disipată în regim de impuls când se traversează curba P_dmax

- puterea de disipaţie în regiunea de saturaţie la curenţi mari.

Tensiuni inverse maxime: U_CEmax, U_CBmax, U_EBmax. Depăşirea acestor valori face posibilă distrugerea joncţiunii prin multiplicarea în avalanşă. Nu trebuie să se depăşească U_CEmax deoarece depăşirea acestei valori face să crească curentul rezidual prin multiplicarea în avalanşă şi în final are loc distrugerea tranzistorului.

Frecvenţe limită de funcţionare. Prin aceasta se înţelege calitatea tranzistorului de a menţine o valoare mare a factorului de amplificare în curent la frecvenţe ridicate.

2.4.4. Funcţionarea tranzistorului la joasă frecvenţă.

Parametrii de semnal mic ai tranzistorului.

Se consideră că peste componente continuă, care caracterizează punctul static de funcţionare, se aplică componente variabile în timp de joasă frecvenţă. În practică, apar două situaţii:

a) semnalele variabile aplicate în circuitul de intrare al tranzistorului sunt atât de mici încât caracteristicile se pot aproxima prin tangentele la ele în punctul static de funcţionare, deci caracteristicile pot fi echivalat cu un cuadripol liniar activ. Această situaţie este specifică amplificatoarelor de semnal mic.

b) semnalele aplicate la circuitul de intrare al tranzistorului sunt mari şi tranzistorul se comportă ca un cuadripol neliniar. Această situaţie este specifică amplificatoarelor de putere. În fig 3.30 este prezentat cuadripolul echivalentpentru semnale mici, unde u₁, u₂, i₁, i₂ sunt variaţii ale tensiunilor, respectiv curenţilor de intrare şi ieşire. În această schemă nu intervin componente continue. Comportarea cuadripolului este complet determinată de două ecuaţii liniare care fac legătura între cele patru mărimi de intrare şi ieşire, dintre care două sunt variabile independente.

Pentru scrierea ecuaţiilor se folosesc diferiţi parametrii ai tranzistorului, cum ar fi: parametrii impedanţă Z (sau rezistenţă r); parametrii admitanţă Y (sau conductanţă g) şi parametrii hibrizi h. La frecvenţe joase şi medii, în practica proiectării circuitelor electronice se utilizează parametrii h, care au avantajul unei determinări experimentale relativ simple faţă de ceilalţi. Utilizând parametrii hibrizi pentru cuadripolul echivalent se pot scrie ecuaţiile:

Aceste ecuaţii permit reprezentarea tranzistorului printr-o schemă echivalentă la semnale mici (fig 3.31). În această schemă termenul h₁₂u₂ este reprezentat printr-un generator de curent. Parametrii h depind de modul de conexiune al tranzistorului, de poziţia punctului de funcţionare cât şi de temperatură. Din cauza influenţei modului de conexiune asupra parametrilor h, schema echivalentă pentru cele trei conexiuni: EC, BC, CC va fi diferită. Pentru exemplificare se reprezintă în fig 3.32 schema echivalentă pentru conexiunea EC.

În mod similar se pot reprezenta schemele echivalente şi pentru conexiunea BC şi CC ţinând cont de modificarea mărimilor de intrare sau ieşire precum şi de faptul că se schimbă indicele parametrilor.

2.4.5. Funcţionarea tranzistorului la înaltă frecvenţă.

Parametrii de semnal mic. Frecvenţele caracteristice.

Când tranzistorul funcţionează la frecvenţe ridicate la care influenţa capacităţilor sale parazite nu mai poate fi neglijată se utilizează circuitul echivalent natural Giacoletto. Se prezintă schema pentru conexiunea EC (fig 3.33) în care elementele au rumătoarea semnificaţie:

r_bb’ : rezistenţa extrinsecă a bazei

g_b’e : conductanţa bază-emitor

g_ce : conductanţa colector-emitor

g_b’c : conductanţa bază-colector

g_m : panta intrinsecă

c_b’e : capacitatea bază-emitor

c_b’c : capacitatea bază-colector

Comportarea tranzistorului la înaltă frecvenţă se poate stabili cu ajutorul circuitului său echivalent folosind parametrii la înaltă frecvenţă. Performanţele tranzistorului cu amplificator de înaltă frecvenţă se pot aprecia şi cu ajutorul frecvenţelor caracteristice.

Frecvenţa la care modulul factorului de amplificare în curent cu ieşirea în scurtcircuit scade la 0.707 (3 dB) din valoarea sa de la joasă frecvenţă se numeşte frecvenţă de tăiere a amplificării de curent pentru conexiunea respectivă. Pentu conexiunea BC frecvenţa de tăiere se mai numeşte frecvenţă limită, şi se notează cu f_h21b. Pentru conexiunea EC frecvenţa de tăiere se notează cu f_h21E.

Pentru caracterizarea amplificării în curent a tranzistorului la înaltă frecvenţă se foloseşte produsul bandă-amplificare. Pentru conexiunea EC produsul bandă amplificare este:

unde f_T reprezintă frecvenţa de tranziţie.

O altă frecvenţă caracteristică a tranzistorului este frecvenţa maximă de oscilaţie la care amplificarea de putere maximă într-un circuit specificat scade la unitate.

2.4.7. Metoda de îmbunătăţire a performanţelor tranzistoarelor

Tranzistoarele trebuie să aibă frecvenţa limită, amplificarea de putere şi puterea disipată cât mai mari.

Realizarea unei frecvenţe f_a mare înseamnă menţinerea la o valoare ridicată a factorului de amplificare dinamic în curent h_21b. Acesta scade cu frecvenţa din următoarele motive:

- şuntarea intrării tranzistorului de către capacitatea de difuziune a joncţiunii emitoare C_de şi pentru reducerea ei trebuie micşorată suprafaţa joncţiunii emitoare

- timpul de trecere prin difuziune a purtătorilor prin bază devine mai lung decât semiperioada semnalului de înaltă frecvenţă aplicat, astfel că o parte din purtătorii ce difuzează spre colector nu mai ajung la el şi sunt culeşi de bază. Scurtarea timpului de trecere se poate face prin îngustarea grosimii bazei.

Puterea disipată maximă este cu atât mai mare cu cât posibilităţile de răcire sunt mai mari (adică dimensiuni mari ale colectorului), cu cât tensiunea inversă între colector şi bază sau emitor este mai mare (deci rezistivitate şi grosime cât mai mare a bazei) şi cu cât curentul maxim prin joncţiune este mai mare (deci cu cât suprafaţa celor două joncţiuni este mai mare).

Se constată însă că soluţiile preconizate mai sus sunt contradictorii, adică nu pot fi realizate simultan cele trei cerinţe. O serie de soluţii tehnologice de fabricaţie a tranzistoarelor realizează acest compromis.

a) Fabricarea tranzistoarelor prin metode electrochimice

Aici se realizează micşorarea grosimii bazei şi reducerea suprafeţei joncţiunilor. Se obţine astfel tranzistorul microaliat (MAT).

Plăcuţa de germaniu de tip n, ce constituie baza, este corodată chimic pe ambele părţi cu jeturi de electrolit foarte subţiri până la grosimea dorită. Se depune pe cale electrochimică o peliculă subţire de indiu care formează regiunile marginale.

Puterea disipată maximă a acestui tranzistor, este însă redusă (50 mW) dar frecvenţa limită f_a suficient de mare (400 MHz).

b) Realizarea unui câmp intern în bază

Pin acest procedeu se obţine tranzistorul drift.

Acesta se realizează prin crearea unui câmp electric intern în bază care să scurteze timpul de trecere al purtătorilor în bază. Câmpul este orientat de la emitor la colector şi prin aceasta creşte viteza de deplasare a purtătorilor şi se măreşte frecvenţa limită a tranzistorului. Pentru realizarea unui câmp electric intern se introduc în bază impurităţi astfel încât concentraţia acestora în apropierea emiterului să fie mai mare decât cea din apropierea colectorului(fig 3.34). Se obţine o structură „pn’⁺np” unde prin n’⁺ se înţelege o bază de tip n cu concentraţie sporită şi gradată, în timp ce n reprezintă o bază uniformă de tip n. Realizarea tranzistoarelor drift se face prin difuzarea plăcuţelor bazei numai pe o faţă şi apoi prin aliere.

Principalele avantaje ale tranzistoarelor drift faţă de tranzistoarele obişnuite sunt: frecvenţa limită f_a ridicată (25 150 MHz); tensiunea de străpungere U_Cbmax mai mare, datorită rezistivităţii mari a regiunii „n”.

c) Realizarea tranzistorului microaliat cu baza difuzată (MADT)

Prin combinarea procedeului de fabricare electrochimică cu realizarea unui câmp intern în bază se obţine tranzistorul microaliat cu bază difuzată. Se realizează astfel performanţe deosebit de bune, ca de exemplu f_a³800 MHz.

d) Folosirea tehnologiei „mesa”

Prin această metodă se obţin tranzistoare de putere mare (până la 1W), frecvenţă limită ridicată (f_a = 200 300 MHZ), tensiune de străpungere a joncţiunii colectoare mare (60 V) şi zgomot propriu foarte mic.

e) Folosirea tehnologiei planare

La realizarea tranzistorului se pleacă de la o plachetă de Si de tip n (pentru un tranzistor de tip npn). Se formează pe o parte a plachetei un strat de oxid de Si (SiO₂) de circa 1 micron. Prin metode speciale se înlătură oxidul pe o suprafaţă unde se difuzează baza şi apoi pe aceasta se formează oxidul. Similar pentru difuzia emiterului. Cu ajutorul măştilor de oxid se obţine suprafaţa dorită a joncţiunii colectoare.

Tehnologia este mai simplă decât cea „mesa” şi performanţele tranzistoarelor sunt mai bune.

f_a = 1000 MHz pentru P_dmax = 100 mW

f_a = 400 MHz pentru P_dmax = 20 W

zgomotul şi I_CB0 mult mai mic.

f) Folosirea procedeului de creştere epitaxial

Structura tranzistorului epitaxial este redată în fig 3.35. Colectorul tranzistorului este compus din semiconductor de tip p puternic dotat (p⁺) peste care se suprapune acelaşi tip de structură.

După realizarea colectorului, printr-un procedeu similar ca la tranzistorul planar se realizează baza şi emitorul. Se realizează tranzistoare epitaxiale cu P_dmax = 1 10 W şi f_a = 300 – 500 MHz.

2.5. Tranzistorul unijoncţiune

Acesta constă dintr-o bară de Si de tip „n” uniform dotată, având la extremităţi două contacte ohmice, denumite baze, B₁ şi B₂. La mijlocul ei se realizează joncţiunea „pn” prin difuzarea unui cristal de Si de tip „p” ce formează E(fig 3.36).

Între cele două baze se aplică o tensiune de ordinul a 10V care se distribuie uniform de-a lungul bazei, iar în dreptul joncţiunii există un potenţial în jur de +5V faţă de B₁.

Dacă tensiunea u_EB1 este mai mică de 5V, joncţiunea pn este polarizată invers şi curentul i_E are o valoare redusă [mA]. Când u_EB1 depăşeşte valoarea U_E de 5V joncţiunea se polarizează direct şi din emitor se injectează goluri în reagiunea “n” dintre emitor şi baza B₁, goluri care sunt culese de B₁ producând un curent i_E mărit. Rezistenţa regiunii dintre B₁ şi E scade brusc şi se micşorează căderea de tensiune pe ea. Acesta este un fenomen cumulativ şi prin urmare are loc o trecere rapidă din regimul de blocare în regimul de conducere. În felul acesta, i_E creşte considerabil, spre porţiunea MV a caracteristicii, în care rezistenţa între E şi B₁ este negativă.

După punctul V, punct în care u_EB1 atinge valoarea minimă U_V, se obţine caracteristica directă a unei joncţiuni obişnuite.

Rezistenţa R_E are rolul de a limita curentul i_E la o valoare maximă când în circuitul de intrare se aplică o tensiune E_E mai mare decât U_M. Mărimile importante ale unui tranzistor unijoncţiune sunt curenţii şi tensiunile din punctele M şi V.

Tranzistorul unijoncţiune se utilizează ca generator de tensiune în formă de dinţi de fierăstrău, în circuite de comutaţie, oscilatoare nesinusoidale, pentru circuitele de comandă ale tiristoarelor.

2.6. Tranzistoare cu efect de câmp (TEC)

Acestea se bazează pe controlul efectuat de un câmp electric asupra curentului electric ce trece prin dispozitiv. Curentul electric trece printr-un canal conductor a cărui conductanţă depinde de valoarea câmpului electric de control. Acest curent este transportat de un singur tip de purtători mobili, care se deplasează de la un capăt al canalului numit sursă către celălalt capăt numit drenă; deplasarea are loc datorită diferenţei de potenţial aplicate între drenă şi sursă.

Câmpul electric care modulează conductanţa acestui canal provine din tensiunea aplicată pe un al treilea electrod de control, numit grilă sau poartă.

Tranzistoarele cu efect de câmp se mai numesc şi tranzistoare unipolare deoarece la conducţia curentului electric participă un singur tip de purtători mobili, şi anume purtătorii majoritari de canal. La tranzistoarele bipolare la conducţia curentului electric participă atât purtătorii majoritari cât şi purtătorii minoritari.

La dispozitivele unipolare nu se vor mai manifesta o serie de fenomene asociate purtătorilor minoritari (recombinarea acestora, dependenţa puternică de temperatură a concentraţiei acestora, etc.).

După tipul de purtători care transportă curentul, tranzistoarele cu efect de câmp se împart în două categorii : TEC cu canal „n” (curentul transportat de electroni) şi TEC cu canal „p” (curentul transportat de goluri).

După modul în care se face controlul conducţiei canalului există: TEC cu joncţiuni (TECJ) şi TEC cu poartă izolată.

În unele cărţi se folosesc prescurtările provenind de la denumirile din limba engleză: FET (field effect transistor), JFET (junction FET) şi IGFET (insulated gate FET).

2.6.1. Tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiuni (TECJ, JFET)

Simboluri(fig 3.38):

Un tranzistor cu efect de câmp este constituit dintr-o bară de Si, de exemplu de tip n, de secţiune dreptunghiulară capetele căreia se aplică contactele ohmice numite sursă şi drenă. Pe partea laterală sunt realizate două regiuni de tip p legate între ele electric prin contactul grilă şi care cu bara principală formează două joncţiuni pn. Prin bară circulă curentul de drenă i_D datorită tensiunii exterioare u_DS şi este compus din electroni ai barei.

Dacă bara are o dotare uniformă cu impurităţi, rezistenţa ei este uniformă şi tensiunea u_DS se distribuie uniform de-a lungul barei. În acest fel punctele barei grilei vor avea un potenţial pozitiv faţă de sursa S. Dacă se leagă G la S atunci joncţiunile pn sunt polarizate invers de căderea de tensiune pe jumătatea de jos a barei.

Bara semiconductoare se dotează mult mai slab cu impurităţi decât regiunile grilei. În acest fel, regiunea de trecere a celor două joncţiuni pn polarizate invers se extinde practic numai în zona n a barei. În plus, datorită căderii de tensiune de-a lungul barei tensiunea de polarizare inversă a joncţiunilor este mai mare în partea de sus şi mai îngustă în partea de jos. La aplicarea unei tensiuni inverse u_gs regiunea de trecere se extinde şi mai mult.

În interiorul regiunii de trecere apar fenomene cunoscute: se formează o sarcină spaţială negativă în regiunea p şi pozitivă în regiunea n şi apare un câmp electric ce se opune difuziei purtătorilor majoritari în regiunea de trecere. Această regiune va fi deci săracă în purtători mobili (sarcina spaţială se datorează atomilor de impurităţi ionizaţi ficşi în reţeaua cristalină).

Regiunea de trecere extinsă în interiorul barei nu va permite trecerea curentului de drenă i_D, decât printr-un „canal” îngust, ce conţine purtători mobili şi a cărui lăţime se poate controla prin tensiunea u_GS. Prin urmare, rezistenţa dintre D şi S variază atât cu u_GS cât şi cu u_DS. Tensiunea u_DS la care canalul este aproape complet strangulat de regiunea de trecere pentru u_GS= 0 fără anularea lui i_D, se numeşte „tensiune de strangulare” (de tăiere sau de saturaţie) şi se notează cu u_p. Canalul poate fi însă complet închis numai cu ajutorul unei tensiuni de grilă negative de valoare u_GS=u_p, când i_D=0(fig 3.39).

La tensiuni u_DS mici canalul este larg şi i_D creşte rapid cu tensiunea. Prin creşterea lui u_DS canalul se îngustează şi i_D scade (curentul nu se poate anula prin strangularea completă a canalului pentru u_DS=u_p, deoarece însăşi curentul i_D provoacă polarizarea inversă a joncţiunilor pn prin căderea de tensiune pe bară). Cotul caracteristicilor de ieşire se află pe curba numită „locul tensiunilor de strangulare” ce corespunde valorilor: .

La tranzistorul cu efect de câmp se utilizează foarte mult caracteristica de transfer i_D= f(u_GS) pentru u_DS = constantă (fig 3.40).

Un avantaj deosebit al tranzistorului cu efect de câmp îl constituie rezistenţa de intrare. Pe această proprietate se bazează majoritatea utilizărilor tranzistoarelor cu efect de câmp. Frecvenţa limită f_a pentru tranzistoarele cu efect de câmp este cuprinsă între: 0.8 – 1000 MHz.

La tranzistoarele JFET există limitări asemănătoare cu cele de la tranzistoarele obişnuite: t_jmax, P_dmax, I_Dmax, U_DSmax.

Capitolul III - Tranzistoare bipolare

Numele „tranzistor” vine din limba engleză, fiind o formă contrasă de la „transfer rezistor”. Aşa cum spune chiar numele, tranzistorul este în definitiv un rezistor de construcţie aparte. Mă concentrez în special asupra tranzistorului bipolar, denumit astfel spre a-l distinge de alte tipuri de tranzistoare. Tranzistorul bipolar a fost inventat de William Shocley în anul 1948. Actul de naştere al tranzistorului a însemnat de fapt şi actul de deces al triodei cu vid, inventată în anul 1906 de Lee de Forest (1873-1961). În acest fel, tuburile electronice cu vid au cedat definitiv locul dispozitivelor semiconductoare.

Principal vorbind, tranzistorul bipolar este un monocristal de siliciu (sau germaniu) în care se implementează, prin „dopare”, o structură eterogenă în care, ca într-un sandviş, o regiune de tip p este încadrată de două regiuni de tip n. Accesul la cele trei regiuni, între care se formează două joncţiuni (de aici şi apelativul „bipolar”) se realizează prin contacte metalice prevăzute cu borne de acces(vezi fi. 7.40, a)

Tranzistorul astfel obţinut, care este de tipul npn, este simetric numai în aparenţă. În realitate, gradul de dopare al regiunilor de tip n este diferit: regiunea dopată mai puternic poartă numele de „emitor” (prescurtat, E) iar celaltă regiune poartă numele de „colector” (prescurtat, C). Între emitor şi colector se află „baza” tranzistorului (prescurtat, B)cu un grad de dopare intermiadiar. Întregul sistem e înconjurat cu înveliş de plastic pentru a-l proteja de acţiunea agenţilor externi.

Simbolul tranzistorului npn este prezentat în figura 7.40, b, unde săgeata indică sensul curentului emitor când joncţiunea emitor-bază (joncţiunea JE) este polarizată în sens direct. În figura 7.41 se arată şi celaltă variantă construcitivă a tranzistorului bipolar, denumit pnp, mai puţin utilizat în aplicaţii.

Pentru recunoaşterea terminalelor tranzistorului, ne ghidăm după imaginile prezentate în figura 7.42. Uneori, colectorul este indicat printr-un punct de culoare albastră sau roşie, după cum tranzistorul este de tip npn şi respectiv pnp. Ca element de circuit, funcţionarea tranzistorului este caracterizată de valorile a şase mărimi, dintre car trei sunt curenţii prin terminale şi trei sunt tensiunile dintre terminale.

Curenţii se notează I_E, I_B şi respectiv I_C şi au sensurile de referinţă indicate în figura 7.40 b. Tensiunile dintre terminale derivă din cele trei potenţiale V_E, V_B şi respectiv I_C. Două dintre ele, U_BE şi U_CB sunt tensiunile aplicate celor două joncţiuni (de emitor şi respectiv de colector).

Ele sunt date de relaţiile:

(7.53’)

şi respectiv

(7.53”)

În regimul pe care-l numim regim activ normal, ambele tensiuni sunt pozitive, respectiv traversând tranzistorul de la colector către potenţialul decreşte. În acest fel, joncţiunea de emitor (joncţiunea emitor bază) este polarizată în sens direct, iar joncţiunea de colector (joncţiunea bază-colector) este polarizată în sens invers. Pentru moment, ne mărginim să constatăm că cea de a treia tensiune, U_CE, dintre colector şi emitor, este suma celorlalte două

(7.54)

Aşa cum rezultă din teorema a doua a lui Kirkoff. De altfel, nici curenţii nu sunt independenţi, ei satisfac teorema întâi a lui Kirkoff:

. (7.55)

Reţinem deci că funcţionarea tranzistorului este determinată de valorile a numai patru mărimi: doi curenţi şi două tensiuni, între care există relaţii de legătură care trebuie stabilite.

3.1 Caracteristicile tranzistorului npn

În regimul activ normal, curenţii de colector şi de emitor sunt aproximativ egali şi fiecare dintre ei mult mai mare decât curentul de bază.

La rândul său, curentul de bază, chiar mic fiind, poate influenţa curentul de colector în sensul că variaţii mici ale curentului de bază pot produce variaţii mari ale curentului de colector.

Această particularitate a tranzistorului este excelent ilustrată în montajul cu emitorul comun (prescurtat EC) prezentat în figura 7.48. El diferă de montajul prezentat în figura 7.46 b, pe care-l numim montaj cu bază comună (prescurtat BC). În definitiv, oricare ar fi montajul, tranzistorul trebuie să funcţioneze în regimul activ normal, în care joncţiunea de emitor este polarizată în sens direct, iar cea de colector, în sens invers. Adică, tensiunile de polarizare U_BE şi U_CB trebuie să fie pozitive. Desigur, aceste tensiuni, aşa cum ştim din studiul diodei semiconductoare, au valori foarte diferite. Astfel, tensiunea U_BE este de zecimi de volt, în timp ce tensiunea U_CB este de ordinul volţilor sau zecilor de volţi. În acest caz, această tensiune trebuie să fie inferioară tensiunii Zenner a acestei joncţiuni.

Aceste precizări sunt necesare pentru stabilirea t.e.m. ale surselor de curent continuu care asigură polarizarea joncţiunilor. Montajul cu emitorul comun este relevant pentru funcţiunea de amplificator de curent a tranzistorului, care stă la baza circuitelor de amplificare. În montajul prezentat în figura 7.48 sunt prevăzute şi aparatele necesare măsurării celor doi curenţi (I_B şi I_C) şi al celor două tensiuni (U_BE şi U_CE), care determină regimul de funcţionare al tranzistorului. Sursele de curent continuu se consideră ideale şi „reglabile”, iar reostatul R_B permite „reglajul” curentului de bază. În schema circuitului se identifică două ochiuri pe care convenim să le numim circuite. Ele sunt circuitul de bază şi respectiv circuitul de colector. În teoria circuitelor de amplificare, circuitul de bază este denumit şi circuit de intrare, iar cel de colector, circuit de ieşire. Ca şi în montajul cu baza comună, curenţii care traversează bornele tranzistorului stau în relaţia:

.

Mărimile care definesc starea tranzistorului pot fi clasificate în mărimi de intrare şi mărimi de ieşire. Acestea sunt în ordine I_B şi U_BE şi respectiv I_C şi I_CE, cu sensurile de referinţă indicate în figura 7.49. Se înţelege că la valori date pentru fiecare trei dintre mărimi, cea de a patra trebuie să fie univoc determinată dacă se cunosc fouă dintre cele patru mărimi, pe care le numim variabile independente.

De regulă ele sunt curentul de bază I_B şi tensiunea colector – emitor, U_CE. Celelalte două mărimi, respectiv tensiunea de bază U_BE şi curentul de colector I_C, care sunt variabile dependente, se prezintă ca funcţii de variabile independente. Aceste funcţii, pe care le numim caracteristici, se determină experimental folosind chiar montajul prezentat în figura 7.48.

3.2 Punctul de funcţionare al tranzistorului

Prin punct de funcţinareal unui tranzistor bipolar înţelegem mulţimea valorilor celor patru mărimi care determină univoc starea tranzitorului.

Le reamintim în ordinea: I_B, U_CE, U_BE şi I_C.

Ele reprezintă coordonatele punctului de funcţionare. Valorile lor depind de tipul tranzistorului, dar şi de anumiţi parametrii externi în raport cu tranzistorul. În cazul cel mai simplu, al circuitului reprezentat în figura 7.54, aceştia sunt: rezistenţele R_B şi R_C şi t.e.m. ale surselor de c.c. E_B şi respectiv E_C.

Coordonatele punctului de funcţionare se determină atunci rezolvând un sistem format din patru ecuaţii. Primele doă ecuaţii ale sistemului sunt:

(7.60)

şi respectiv

(7.61)

Ele se obţin scriind teorema a doua a lui Kirchoff pentru circuitul de intrare şi respectiv pentru circuitul de ieşire. Următoarele două ecuaţii sunt chiar familiile de caracteristici de intrare şi respectiv de ieşire, date sub forma unor grafice. Amtematic, aceste familii se prezintă ca funcţii de două variabile,

(7.62)

şi respectiv

(7.63)

3.3 Circuite de amplificare cu tranzistoare bipolare

a) Amplificarea curentului continuu

Tranzistorul bipolar în regimul activ normal este un amplificator de curent deoarece curentul de colector este mult mai mare decât curentul de bază. Schema circuitului la care facem referire este prezentată în figura 7.54. Concomitent cu amplificarea în curent, tranzistorul realizează şi o amplificare în putere.

Într-adevăr, puterea primită de tranzistor de la circuitul de intrare este:

(7.68)

iar puterea disipată în rezistorul de sarcină R_C este:

(7.69)

Se înţelege că puterea P_C nu este furnizată de către tranzistor, care funcţionează în regim de receptor atât în circuitul de intrare, cât şi în circuitul de ieşire. Această putere provine de la sursa de curent continuu din circuitul colectorului.

Randamentul utilizării energiei în acest circuit este:

(7.70)

unde este puterea electrică generată de sursele de curent continuu. În consecinţă, randamentul se scrie:

(7.71)

Se vede că randamentul este cu atât mai apropiat de unitate, cu cât tensiunea U_CE este mai apropiată de tensiunea de saturaţie U_Cesat.

b) Amplificarea curentului alternativ

Funcţiunea de amplificare în curent a tranzistorului bipolar este cel mai bine ilustrată de circuitul prezentat în figura 7.60, care diferă de circuitul pe care tocmai l-am analizat dintr-un singur punct de vedere: acest circuit posedă în circuitul de intrare, pe lângă sursa de curent continuu, o sursă cu tensiunea electromotoare variabilă în timp, pe care o numim „sursă de semnal”. Analiza funcţionării acestui circuit este relativ simplă, dacă sursa de semnal este o sursă de c.a., caz în care valoarea instantanee a t.e.m. este de forma:

(7.72)

Prezenţa sursei de semnal, a cărei amplitudine E_b se consideră mică, determină în circuit un regim de funcţionare cu totul nou pe care îl numim regim dinamic. În acest regim, mărimile care caracterizează starea tranzistorului (tensiuni şi curenţi) sunt funcţii periodice de timp pe care le notăm cu litere mici.

Logic vorbind, analiza regimului dinamic al circuitului de amplificare în curent alternativ trebuie să aibă ca punct de plecare chiar cauza acestui regim. Ori, simpla referire la t.e.m. a sursei de semnal nu este suficientă, pentru simplul motiv că încă nu ştim cât de mică este amplitudinea ei. Legat de acest aspect, trebuie să menţionăm că regimul dinamic care ne interesează este regimul dinamic de semnal mic. În acest regim particular, amplitudinea semnalului E_b este mică în raport cu t.e.m. E_B a sursei de c.c. În aceste condiţii, tensiunea electromotoare instantanee din circuitul de intrare, dată de relaţia:

(7.73)

rămâne în permanenţă pozitivă. Pe durata unei perioade a semnalului , tensiunea electromotoare e_B trece pe rând prin toate valorile cuprinse între valoarea minimă E_B – E_b şi valoarea maximă E_B+E_b.

Este limpede atunci, că:

(7.74)

nu rămâne fixă; ea se deplasează, de jos în sus şi invers, rămânând paralelă cu ea însăşi.

Ca rezultat, punctul de funcţionare se deplasează în lungul caracteristicii de o parte şi de alta a punctului de funcţionare static. În regimul dinamic de semnal mic, punctul de funcţionare trebuie să rămână în permanenţă pe porţiunea liniară a caracteristicii. În acest fel, curentul de bază i_B este de forma:

(7.75)

unde al doilea termen este componenta sinusoidală a acestui curent. Această componentă are însă şi înţelesul unei variaţii, aşa cum rezultă scriind relaţia sub forma:

.

Folosind notaţia uzuală care desemnează o variaţie, relaţia precedentă se scrie:

(7.76)

Aceleaşi observaţii sunt valabile şi pentru tensiunea de polarizare a joncţiunii de bază, care trebuie să fie de forma:

(7.77)

unde componenta sinusoidală, cu înţelesul de variaţie, se scrie:

(7.78)

Cu aceste precizări, ecuaţia dreptei de atac în regimul dinamic se scrie:

Ori, regimul de c.c. ecuaţia acestei drepte este:

Reducând termenii asemenea, se ajunge la relaţia simplă:

(7.79)

care este ecuaţia dreptei de atac dinamică.

3.4 Circuite practice de amplificare a c.a.

Circuitul de amplificare a curentului alternativ, pe care l-am analizat în paragraful precedent, precedent numai în interes didactic în sesnul că, din motive care pe moment ne scapă, structura lui diferă de cea a etajului de amplificare a c.a. utilizat în practică. În primul rând, într-un etaj de amplificare, pentru a nu face risipă de surse de curent continuu (sursele de c.c. sunt întotdeauna scumpe!), cele două joncţiuni ale tranzistorului se polarizează, în sensurile pe care le cunoaştem, utilizând o singură sursă (fig 7.67 a).

Să recunoaştem, la prima vedere, circuitul pare foarte diferit de cel pe care l-am analizat. Totuşi, lucrurile nu stau chiar aşa. Ne convingem de îndată ce operăm anumite transfigurări cunoscute din studiul circuitelor de c.c. Mai întâi, legăm în paralel cu sursa de curent continuu o sursă identică ce ea (fig. 7.67 b), după care „despicăm” nodul D (fig 7.67 c).

Aplicând acum teorema generatorului echivalent (Thevenim) ajungem, chiar la circuitul de care ne-am ocupat (fig 7.67 d), în care:

şi . (7.93)

Mergând mai departe, în amplificatorul „didactic” pe care l-am analizat, sursa de semnal era parcursă şi de curentul continuu I_B, situaţie care în practică nu este agreată. Procedăm atunci cum se arată în figura 7.68, unde pentru „separarea” componentelor curentului de bază (componenta de c.c. de cea de c.a.) s-a prevăzut condensatorul C.

Capacitatea acestui condensator este dictată de pulsaţia curentului alternativ, în sensul că pentru c.a. condensatorul trebuie să reprezinte un scurtcircuit (impedanţa lui 1/ωC trebuie să fie foarte mică).

Circuitul de intrare al etajului de amplificare fiind definitivat, ne ocupăm în continuare de circuitul de ieşire. În amplificatorul pe care l-am analizat, ca rezistenţă de sarcină a fost considerată chiar rezistenţa R_C din colectorul tranzistorului. Este momentul să ne amintim că rezistenţa R_C, aşa cum ne spune chiar ecuaţia dreptei de sarcină, determină panta acestei drepte şi, în ultimă instanţă, coordonatele punctului de funcţionare static. În regimul dinamic al amplificatorului, curentul prin această rezistenţă este total .

Ori, prin rezistenţa de sarcină a unui etaj de amplificare nu trebuie să treacă componenta de c.c. a curentului colector.

Astfel stând lucrurile, este exclus ca rezistenţa R_c să fie rezistenţă de sarcină. În realitate, rezistenţa de sarcină, pe care o notăm R_s, se leagă la ieşirea etajului de amplificare (fig 7.69) prin intermediul condensatorului C₂. Rolul condensatorului este de a izola în c.c. rezistenţa de sarcină de restul circuitului. Capacitatea condenstorului C, se alege după criteriul stabilit pentru condensatorul C.